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MOS管、MOS管米勒效应

米勒效应概述

米勒效应存在于电子学中，在反相放大电路中，由于放大器的放大作用，输入输出之间的分布电容或寄生电容增大了1+K倍，该级放大电路的电压放大系数为。

通常，米勒效应指的是电容放大，但输入端和其他高放大部分之间的阻抗也可以通过米勒效应改变放大器的输入阻抗。

米勒效应的应用

米勒效应广泛应用于电子电路中。

米勒积分

当集成运算放大器的开环增益A很高时，已广泛采用它来拓宽积分线性范围，提高计算精度。

使用米勒电容补偿消除自激

米勒电容补偿后的频率响应得到“充分补偿”，质量良好，不会损失0dB带宽，因此集成运放不会产生自激。同时，米勒效应允许使用小的补偿电容器。它制作在基板上，无需任何外部补偿元件即可实现所谓的“内置补偿”。

MOS管中米勒效应形成的基本原理

MOSFET的栅极驱动过程可以简单理解为驱动源对MOSFET的输入电容进行充放电的过程，当Cgs达到阈值电压时，MOSFET进入导通状态，当MOSFET处于导通状态时，导通时，MOSFET导通。Vds开始下降，Id开始上升。此时MOSFET进入饱和区，但由于米勒效应，Vgs在一段时间内不会上升。此时Id已达到最大值。Vds继续下降，直到米勒电容充满电，Vgs回升至驱动电压，此时MOSFET进入其电阻区，此时Vds完全下降，完成导通。

米勒电容器可防止Vgs上升，因此也可防止Vds下降，从而导致耗散时间更长。

米勒效应在MOS驱动中是臭名昭著的，它是由MOS管的米勒电容引起的，在MOS管导通的过程中，GS电压上升到一定的电压值，然后GS电压下降一定的时间。维持稳定值后，GS电压呈现稳定值，电压再次开始上升，直至完全导通。为什么有稳定的价值？因为在MOS导通之前，D极的电压大于G极的电压，所以MOS寄生电容Cgd中储存的电必须注入到G极来中和电荷。这是因为MOS完全导通后，G极电压大于D极电压。米勒效应严重增加了MOS的开通损耗。

于是所谓的图腾驱动就出现了！选择MOS时，Cgd越小，开通损耗越小。米勒效应不可能完全消失。MOSFET的米勒实际上是MOSFET处于“放大区”的常见标志。如果使用示波器测量GS电压，您会看到电压上升期间出现或凹坑，这就是米勒。

MOS管米勒效应形成详细过程

米勒效应是指MOS管开路过程中产生米勒，其原理如下。

理论上，可以通过在驱动电路的G级和S级之间添加足够大的电容来消除米勒效应。然而，过渡时间变得很长。一般情况下，建议在推荐值的基础上增加01Ciess的电容值。

下图中粗黑线内的平坦部分就是米勒。

这张负载下降系数图位于第一个转折点。Vds将开始运行。Vds的变化通过Cgd和驱动源内阻形成微分效应。由于Vds近似线性减小，因此线性导数是一个常数，并最终稳定在Vgs处。

米勒是由mos中gd两端的电容引起的，在mos数据表中为Crss。

由于这是一个给Cgd充电的过程，所以Vgs变化不大，一旦Cgd充电到Vgs电平，Vgs就开始继续上升。

当Mos刚导通时，Cgd通过mos快速放电，然后由驱动电压反向充电，使其分担驱动电流，减缓Cgs的电压上升并造成期。

在t0~t1:Vgs0时，由于寄生二极管Df，VthMosfet不流过任何电流。

t1~t2:Vgs从Vth到VaId

t2~t3:Vds下降导致电流继续通过Cgd，Vdd越高，所需时间越长。

Ig是驱动电流。

当它开始更快地减少并且Vdg接近0时，Cgd会增加，直到Vdg变为负值。Cgd增加到最大值然后缓慢减小。

t3~t4:MOSFET完全导通并运行在电阻区，Vgs持续上升至Vgg。

后期，VGS持续增加，IDS变化不大。这是因为MOS已经饱和了。不过看海报照片，这个还是蛮长的。

在这个期，MOS可以看作是处于放大期。

在上一个拐点之前MOS截止时间，此时Cgs正在充电并且Vgs正在向Vth移动。

上一个转折点MOS正式进入放大期。

后者的转折点MOS正式结束放大期，开始进入饱和期。

当具有斜率dt的电压V（例如驱动器的输出电压）施加到电容器C时，电容器中的电流增加。

I=CdV/dt

因此，向MOSFET施加电压会产生输入电流Igate=I1+I2，如下图所示。

在右侧的电压节点处使用等式1，我们得到

我

1=CgddVgs-Vds/dt=CgddVgs/dt-dVds/dt

I2=CgsdVgs/dt

当栅极-源极电压Vgs施加到MOSFET时，漏极-源极电压Vds非线性地减小。因此，连接这两个电压的负增益可以定义为

Av=-Vds/Vgs

将式4代入式2可得

I1=CgddVgs/dt

导通或关断期间栅源电极的总等效电容Ceq为

Igate=I1+I2=Cgd1+Av+CgsdVgs/dt=CeqdVgs/dt

公式中的1+Av项称为米勒效应，描述电子设备的输出和输入之间的电容反馈。当栅漏电压接近于零时，会出现米勒效应。

Cd转变最严重的阶段是放大区。为什么？这是因为此阶段Vd变化最快。这个阶段已经形成。您可以认为栅极电流Igate完全被Cd吸收，并且没有电流流过Cgs。

注意数据表的呈现方式。

顺式=Cgs+Cgd

课程=Cds+Cgd

Crss=Cgd

如何消除MOS管中的米勒效应

在设计电源时，工程师通常关注与MOSFET传导损耗相关的效率损失。如果RMS电流很大，例如当转换器工作在断续导通模式DCM时，选择Rdson较小的MOSFET会导致芯片尺寸更大和输入电容更大。这意味着，随着传导损耗的降低，输入电容会增加，控制器的功耗也会增加。随着开关频率的增加，题变得更加困难。

图1打开和关闭MOSFET时的典型栅极电流。

图2MOSFET的寄生电容

图3典型MOSFET的栅极电荷

图4基于专用控制器的简单QR转换器

图5ZVS技术消除了米勒效应。

打开和关闭MOSFET时的典型栅极电流如图1所示。在导通期间，流经控制器Vcc引脚的峰值电流对Vcc充电，而在关断期间存储的电流流入芯片的接地端。通过在该区域上进行积分或Gatetdt，可以获得驱动晶体管的栅极电荷(Qg)。将该值乘以开关频率Fsw，即可得到控制器Vcc提供的平均电流。因此，控制器的总开关功率击穿损耗不计算为

Pdrv=FswQgVcc

如果采用开关速度为100kHz的12V控制器来驱动栅极电荷为100nC的MOSFET，则驱动器的功耗为100nC100kHz12V=10mA12V=120mW。

MOSFET的物理结构中存在各种寄生器件，其中电容器起着重要的作用，如图2所示。产品数据表中的三个参数定义如下如果源漏短路，则Ciss=Cgs+Cgd；如果栅源短路，则Coss=Cds+Cgd；如果栅源短路，则Crss=Cgd。

驱动器实际上是栅源连接。当具有斜率dt的电压V（例如驱动器的输出电压）施加到电容器C时，电容器中的电流增加。

I=CdV/dt

因此，当向MOSFET施加电压时，会产生输入电流Igate=I1+I2，如图2所示。在正确的电压节点上使用方程2，我们得到

I1=CgddVgs-Vds/dt=CgddVgs/dt-dVds/dt

3I2=CgsdVgs/dt

公式中的1-Av项称为米勒效应，描述电子设备的输出和输入之间的电容反馈。当栅漏电压接近于零时，会出现米勒效应。典型功率MOSFET的栅极电荷如图3所示，该电荷是通过对栅极进行恒流充电并观察栅源电压而获得的。根据公式6，即使Ciss突然增加，电流也会继续流动。然而，由于电容急剧增加，相应的电压上升dVgs受到严格，因此电压斜率几乎为零，如图3中的平坦区域所示。

图3还显示，降低过渡期间Vdst开始下降点的位置有助于减少平坦区域效应。当Vds=100V时，平坦区域的宽度比Vds=400V时窄，并且曲线下的面积也减小。因此，当Vds为0时，即如果可以使用ZVS技术导通MOSFET，则不会出现米勒效应。

在准谐振模式QR中使用反激式转换器是消除米勒效应的更经济的方法。只要漏极的自然振荡逐渐减小，开关就不需要在下一个时钟周期处于导通状态。电压接近于零。同时，通过专用引脚检测到控制器已重新启用晶体管。ZVS操作是通过在开关打开时反映足够的反激电压N[Vout+Vf]来实现的，通常需要800V典型范围内的高压MOSFET。基于ONSemiconductor的NCP1207的QR传感器如图4所示，可以直接由高压电源供电。该转换器在ZVS下工作时的栅源电压和漏极波形如图5所示。

也就是说，如果您需要具有更大Qg的MOSFET，最好以ZVS运行反激式转换器。这将减少平均驱动电流的不利影响。该技术也广泛应用于谐振转换器。

使用以下命令编辑它

一-

将吸收回路中使用的高压陶瓷电容器替换为电应变效应较小的聚酯薄膜电容器，可以从根本上消除电容器产生的噪声。要确定陶瓷电容器是否是主要噪声源，您可以将其替换为其他绝缘体之一。薄膜电容器是一种经济高效的替代品，但您必须确保替代品能够承受电流和电压的反复峰值。压力。

另一个具有成本竞争力的选择是用齐纳钳位电路替换RCD钳位电路。